準諧振反激式變換器(FlybackConverter)由于能夠實現零電壓開通，減少了開關損耗，降低了EMI噪聲，因此越來越受到電源設計者的關注。但是由于它是工作在變頻模式，因此導致諸多設計參數的不確定性。如何確定它的工作參數，成為設計這種變換器的關鍵，本文給出了一種較為實用的確定方法。

近年來，一些著名的國際芯片供應商陸續推出了準諧振反激式變換器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飛利浦的TEA162X系列以及意法半導體的L6565等。正如這些公司宣傳的那樣，在傳統的反激式變換器當中加入準諧振技術，既可以實現開關管的零電壓開通，從而提高了效率、減少了EMI噪聲，同時又保留了反激式變換器所固有的成本低廉、結構簡單、易于實現多路輸出等優點。因此，準諧振反激式變換器在低功率場合具有廣闊的應用前景。但是，由于這種變換器的工作頻率會隨著輸入電壓及負載的變化而變化，這就給設計工作(特別是變壓器的設計)造成一些困難。本文將從工作頻率入手，詳細闡述如何確定準諧振反激式變換器的幾個主要設計參數：最低工作頻率、變壓器初級電感量、折射電壓、初級繞組的峰值電流等。

準諧振反激式變換器的工作原理

圖1：準諧振反激式變換器原理圖。

圖1是準諧振反激式變換器的原理圖。其中：LP為初級繞組電感量，LLEAK為初級繞組漏感量，RP是初級繞組的電阻，CP是諧振電容。

由圖1可見，準諧振反激式變換器與傳統的反激式變換器的原理圖基本一樣，區別在于開關管的導通時刻不一樣。圖2是工作在斷續模式的傳統反激式變換器的開關管漏源極間電壓VDS的波形圖。這里VIN是輸入電壓，VOR為次級到初級的折射電壓。

由圖2可見，當副邊繞組中的能量釋放完畢之后(即變壓器磁通完全復位)，在開關管的漏極出現正弦波振蕩電壓，振蕩頻率由LP、CP決定，衰減因子由RP決定。對于傳統的反激式變換器，其工作頻率是固定的，因此開關管再次導通有可能出現在振蕩電壓的任何位置(包括峰頂和谷底)。可以設想，如果控制開關管每次都是在振蕩電壓的谷底導通，如圖3所示，那么就可以實現零電壓導通(或是低電壓導通)，這必將減少開關損耗，降低EMI噪聲。實現這一點并不困難，只要增加磁通復位檢測功能(通常是輔助繞組來實現)，以便在檢測到振蕩電壓達到最低點時打開開關管，就能達到目的。這實質上就是準諧振反激式變換器的工作原理，前文提到的幾種IC均能實現這個功能。由此帶來的問題是其工作頻率是變化的，從而影響了其它設計參數的確定。

圖2：斷續模式的反激式變換器的開關管漏極電壓波形。

圖3：準諧振反激式變壓器的開關管漏極電壓波形。

圖4：MOSFET的漏源極間電壓波形。

設計參數的確定

設計反激式變換器，通常需要確定以下參數：

IPMAX：初級繞組的最大峰值電流；

VINMIN：最低直流輸入電壓；

LP：初級繞組電感量；

VOR：次級到初級的折射電壓。

對于工作頻率fS恒定的反激式變換器，以上參數可以通過輸入輸出指標以及選用的相關元器件等信息來確定，這個過程比較簡單。但是，對于準諧振反激式變換器，上述過程就比較復雜，這是因為在準諧振模式下，工作頻率fS是變化的，fS變化了，IPMAX和LP也就無法確定，整個設計似乎是無從下手，這正是本文所要解決的問題。

首先詳細分析一下準諧振反激式變換器的工作周期。圖3是準諧振反激式變換器的MOSFET的漏極電壓在一個工作周期內的波形。由圖可見，準諧振模式的工作周期由三部分組成：TON、TOFF、TW。

當開關管導通時，初級繞組(感量為LP)有電流流動，這個電流將以斜率VIN/LP逐漸增大。當電流達到預定的最大值IP時，控制器將關斷開關管。因此，開關管的導通時間TON可由等式(1)確定：

開關管關閉后，存儲在變壓器中的能量將被傳遞到次級繞組。TOFF代表了次級繞組釋放能量的過程，其值可由等式(2)確定：

其中，LS：次級繞組電感量，IPS：次級繞組峰值電流，VOUT：輸出電壓，VDS：輸出整流二極管的壓降。

設變壓器初次級繞組的匝比為N，即：

則存在以下關系：

將(4)、(5)、(6)式代入(2)式可得：

當次級繞組中的能量釋放完畢之后，次級繞組將停止導通，初級繞組上的折射電壓VOR也將消失。由于初級電感量LP和開關管漏極電容CP以及電阻構成一個RLC諧振電路，因此折射電壓將按等式(8)變化：

其中，a=RP/(2*LP)，是衰減因子，

是諧振頻率。由此可得開關管的漏極電壓為：

觀察(9)式可知，當

時，VDS(t)具有最小值。解方程(10)可得：

該值就是我們要求的TW，即：

至此就可得出準諧振反激式變換器的一個完整工作周期為：

則其工作頻率：

另外，對于反激式變換器還存在以下的功率傳遞等式：

式中：POUT為輸出功率；eta為變換器的效率。

對(14)式進行整理可得：

將(15)式代入(13)式整理可得：

(16)式中，PO和VIN是已知量，可由設計要求確定。效率eta的經驗值是0.8～0.9，對高電壓輸出取0.85～0.9，對低電壓輸出取0.8～0.85。這樣，對于(16)式，要想解出IP的值，還必須確定VOR、CP、fS三個未知量，下面逐一進行分析。

1.VOR是次級到初級的折射電壓。在傳統的反激式變換器中，它的取值與開關管的漏極擊穿電壓VDSS、最大輸入直流電壓VINMAX等參數有關。在準諧振模式下也是如此，稍有不同的是，在準諧振模式下，為了在盡可能大的范圍內實現零電壓導通，VOR總是希望取得大一些，因此通常會選用800V的MOSFET。可按(17)式確定VOR的大小：

式中，DeltaV為初級繞組的漏感LLEAK與開關管的漏極電容CP形成的尖峰電壓，經驗取值為0.2VDSS，則(17)式變為：

2.CP是開關管漏極對地的電容，屬于諧振電容。它與初級繞組的漏感LLEAK形成第一個諧振電路，與初級繞組的電感LP形成第二個諧竦緶貳５諞桓魴癡竦緶吩誑毓芄囟鮮輩夥宓繆梗虼司齠ㄗ趴毓萇系淖罡叩繆梗壞詼魴癡竦緶肪齠ㄗ徘拔奶岬降腡W。CP的確定可分兩種情況，一是開關管的漏極沒有額外增加電容，CP只包括MOSFET的漏源極間電容COSS和其它一些分布電容(注：此時電源系統要增加RCD箝位電路以抑制電壓尖峰)。這種情況下，CP可用COSS來近似地表示。也許有人會提出，COSS會隨MOSFET的漏源極間電壓VDS的變化而變化，這該如何確定？實際上，不必為此擔心，因為只有當VDS特別小時，COSS才會有顯著的變化。如果我們取VDS=25V時的COSS，則不會有什么影響(大部分公司的數據手冊中給出的COSS，大多是在VDS=25V的條件下測得的)。第二種情況是開關管的漏極額外增加了一個電容CD，此時CP包括CD以及COSS等雜散電容。CP可由(19)式來確定：

其中，IP：初級繞組的峰值電流，LLEAK：初級繞組的漏感。

整理(19)式可得：

工程中常取LLEAK=0.2*LP，將其代入(20)式可得：

另外，對(14)式進行整理可得：

將(22)式代入(21)式可得(23)式：

按照(23)式得出的Cp，在較大輸出功率(例如大于60W)的情況下，計算值可能偏大。當然，較大的Cp值可以很好地抑制開關管漏極的尖峰電壓，但是Cp值過大，會使開關管在導通瞬間流過很大的尖峰電流，這個尖峰電流一方面會增加損耗，另一方面會形成EMI噪聲，嚴重時甚至會引起控制芯片的誤動作，影響系統的正常工作。

在這種情況下，我們應采取折衷的方法，減小Cp的取值(一般可取100pF-2200pF之間的值)，同時使用RCD箝位電路來抑制開關管上的尖峰電壓。這樣做既可以減少開關管漏極分布電容的離散性對系統設計的影響，又可以避免產生過大的尖峰電流，同時對抑制開關管上的尖峰電壓也有一定的好處。

3、fS是系統的工作頻率。對于準諧振模式，工作頻率是變化的，在設計時，應該以最小的工作頻率來確定其它相關參數，因此，fS在這里亦表示系統最小的工作頻率。它的確定須從兩方面考慮，一方面為了采用較小尺寸的變壓器，必須提高fS；另一方面為了降低開關損耗以及減少EMI噪聲，fS應取得小些。折衷考慮，通常取fS的范圍是25KHz-50KHz。

至此，三個未知量VOR、Cp、fS都得到了確定，將它們代入(16)式，就可得出Ip，再將Ip代入(15)式，就可得出Lp，確定了這些關鍵參數，下一步就可以設計變壓器、輸入回路、輸出回路、反饋電路和保護電路等，這些設計過程與傳統的反激式變換器的設計過程相同，這里就不再論述。

本文小結

準諧振反激式變換器的設計具有其自身的特殊性，它的關鍵參數的確定不但需要理論等式的計算，還需要實踐經驗的分析假定，當然也需要結合實際電路的波形對參數進行恰當的調整，只有這樣，才能充分發揮準諧振反激式變換器的高效率、低EMI、小體積以及低成本的優勢。