摘要：介紹了一種基于補償原理的共模干擾抑制技術(shù)，通過抑制電源輻射來減少變換器的共模干擾。這種方法被推廣應(yīng)用于多種功率變換器拓?fù)洌碚摵蛯嶒灲Y(jié)果都表明該技術(shù)有效減少了電路的共模干擾。

引言

由于mosfet及igbt和軟開關(guān)技術(shù)在電力電子電路中的廣泛應(yīng)用，使得功率變換器的開關(guān)頻率越來越高，結(jié)構(gòu)更加緊湊，但亦帶來許多問題，如寄生元件出現(xiàn)的影響加劇，電磁輻射加劇等，所以emi問題是目前電力電子界關(guān)注的重要問題之一。

傳導(dǎo)是電力電子裝置中干擾傳播的重要途徑。差模干擾和共模干擾是重要的傳導(dǎo)干擾形態(tài)。多數(shù)情況下，功率變換器的傳導(dǎo)干擾以共模干擾為主。本文介紹了一種基于補償原理的無源共模干擾抑制技術(shù)，并成功地應(yīng)用于多種功率變換器拓?fù)渲小＠碚摵蛯嶒灲Y(jié)果都證明了，它能有效地減小電路中的高頻傳導(dǎo)共模干擾。這一方法的優(yōu)越性在于，它無需額外的控制電路和輔助電源，不依賴于電源變換器其他部分的運行情況，結(jié)構(gòu)簡單、緊湊。

1補償原理

共模噪聲與差模噪聲出現(xiàn)的內(nèi)部機制有所不同：差模噪聲重要由開關(guān)變換器的脈動電流引起;共模噪聲則重要由較高的dv/dt與雜散參數(shù)間相互用途而出現(xiàn)的高頻振蕩引起。如圖1所示。共模電流包含連線到接地面的位移電流，同時，由于開關(guān)器件端子上的dv/dt是最大的，所以開關(guān)器件與散熱片之間的雜散電容也將出現(xiàn)共模電流。圖2給出了這種新型共模噪聲抑制電路所依據(jù)的本質(zhì)概念。開關(guān)器件的dv/dt通過外殼和散熱片之間的寄生電容對地形成噪聲電流。抑制電路通過檢測器件的dv/dt，并把它反相，然后加到一個補償電容上面，從而形成補償電流對噪聲電流的抵消。即補償電流與噪聲電流等幅但相位相差180°，并且也流入接地層。根據(jù)基爾霍夫電流定律，這兩股電流在接地點匯流為零，于是50ω的阻抗平衡網(wǎng)絡(luò)(lisn)電阻(接測量接收機的bnc端口)上的共模噪聲電壓被大大減弱了。

2基于補償原理的共模干擾抑制技術(shù)在開關(guān)電源中的應(yīng)用

本文以單端反激電路為例，介紹基于補償原理的共模干擾抑制技術(shù)在功率變換器中的應(yīng)用。圖3給出了典型單端反激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并加入了新的共模噪聲抑制電路。如圖3所示，從開關(guān)器件過來的dv/dt所導(dǎo)致的寄生電流ipara注入接地層，附加抑制電路出現(xiàn)的反相噪聲補償電流icomp也同時注入接地層。理想的狀況就是這兩股電流相加為零，從而大大減少了流向lisn電阻的共模電流。利用現(xiàn)有電路中的電源變壓器磁芯，在原繞組結(jié)構(gòu)上再新增一個附加繞組nc。由于該繞組只需流過由補償電容ccomp出現(xiàn)的反向噪聲電流，所以它的線徑相對原副方的np及ns繞組顯得很小(由實際裝置的設(shè)計考慮決定)。附加電路中的補償電容ccomp重要是用來出現(xiàn)和由寄生電容cpara引起的寄生噪聲電流反相的補償電流。ccomp的大小由cpara和繞組匝比np∶nc決定。假如np∶nc=1，則ccomp的電容值取得和cpara相當(dāng);若np∶nc≠1，則ccomp的取值要滿足icomp=cpara·dv/dt。

此外，還可以通過改造諸如buck，half-bridge等dc/dc變換器中的電感或變壓器，從而形成無源補償電路，實現(xiàn)噪聲的抑制，如圖4，圖5所示。

3實驗及結(jié)果

實驗采用了一臺5kw/50hz艇用逆變器的單端反激輔助電源作為實驗平臺。交流調(diào)壓器的輸出經(jīng)過lisn送入整流橋，整流后的直流輸出作為反激電路的輸入。多點測得開關(guān)管集電極對實驗地(機殼)的寄生電容大約為80pf，鑒于實驗室現(xiàn)有的電容元件，取用了一個100pf，耐壓1kv的瓷片電容作為補償電容。一接地鋁板作為實驗桌面，lisn及待測反激電源的外殼均良好接地。圖6是補償繞組電壓和原方繞組電壓波形。補償繞組精確的反相重現(xiàn)了原方繞組的波形。圖7是流過補償電容的電流和開關(guān)管散熱器對地寄生電流的波形。從圖7可以看出，補償電流和寄生電流波形相位相差180°，在一些波形尖刺方面也較好地吻合。但是，由于開關(guān)管的金屬外殼為集電極且與散熱器相通，散熱器形狀的不規(guī)則導(dǎo)致了開關(guān)管寄生電容測量的不確定性。由圖7可見，補償電流的幅值大于實際寄生電流，說明補償電容的取值與寄生電容的逼近程度不夠好，取值略偏大。圖8給出了補償電路加入前后，流入lisn接地線的共模電流波形比較。經(jīng)過共模抑制電路的電流平衡后，共模電流的尖峰得到了很好的抑制，實驗數(shù)據(jù)表明，最大的抑制量大約有14ma左右。

圖9是用agilente4402b頻譜分析儀測得的共模電流的頻譜波形。可見100khz到2mhz的頻率范圍內(nèi)的cm噪聲得到了較好的抑制。但是，在3mhz左右出現(xiàn)了一個幅值突起，之后的高頻段也未見明顯的衰減，這說明在高頻條件下，電路的分布參數(shù)成了噪聲耦合重要的影響因素，補償電路帶來的高頻振蕩也部分新增了共模emi噪聲的高頻成份。但從濾波器設(shè)計的角度來看，這并不太多影響由于降低了低次諧波噪聲而節(jié)省的設(shè)備開支。若是能較精確地調(diào)節(jié)補償電容，使其盡可能接近寄生電容cpara的值，那么抑制的效果會在此基礎(chǔ)上有所改善。

4此技術(shù)的局限性

圖10中的(a)，(b)，(c)，(d)給出了噪聲抑制電路無法起到正常效用時的電壓、電流的波形仿真情況。這里重要包含了兩種情況：