1．引言開關電源從上世紀50年代問世至今以體積小、效率高而廣泛應用于計算機、通信裝備等幾乎所有的電子設備。其種類繁多、形式多樣，發展趨勢也朝著小體積、高效率、低成本的方向發展。這里介紹的300W開關電源屬于隔離型硬開關、半橋式開關電源，在較低電壓(14V)和較大電流(22A)輸出的條件下有很好的效率及輸出指標，對核心器件(例如高頻變壓器)進行了合理的參數及繞制工藝設計。

高頻變壓器是開關電源中核心能量轉換部件，它和普通工頻變壓器相同也是通過磁耦合來傳輸能量的。不過在這種功率變壓器中實現磁耦合的磁路不是普通變壓器中的硅鋼片，而是在高頻情況下工作的磁導率較高的鐵氧體磁芯或鈹莫合金等磁性材料，其目的是為了獲得較大的勵磁電感、減小磁路中的功率損耗，使之能以最小的損耗和相位失真傳輸具有寬頻帶的脈沖能量[1]。

鐵氧體磁芯有EC、EE、EDT、Ep、EpC、EF、EI、pQ、RM、p、Lp等多種型號，應用于各種不同的要求，其中pQ型磁芯具有磁屏蔽好的優點，減小了電磁干擾(EMI)的傳播，特別適用于開關電源變壓器，在50W～1000W范圍內的效果較好。

2．用pQ35/35制作300W半橋式變換器高頻開關電源

2.1300W(14V、22A)半橋式開關電源原理圖

300W(14V、22A)半橋式開關電源原理圖如圖1所示。由原理圖可看出，300W半橋式開關電源重要由兩只功率管IRFp460LC、高頻變壓器pQ35／35(pC40材質)、輸出整流濾波電路、驅動電路、保護電路、控制電路(篇幅所限本圖未給出)以及輔助電源等組成。

有關半橋式開關電源原理許多書籍已詳細說明，本文不再嗷述，下面詳細說明高頻變壓器的參數設計和繞制工藝。

2．2300W半橋式開關電源高頻變壓器的參數設計與繞制

半橋式高頻變壓器的磁化特性工作在第一、三象限，磁通變化從一Bm到+Bm，屬于對稱式工作變壓器，無需加氣隙。

(1)估算pQ35磁芯的功率容量

開關電源變壓器功率容量計算式為[2]：

式中

pT－－變壓器的視在功率，關于半橋式pT=(1／η+1．414)p。，其中取效率η=85％，po=300W，則pT=777w；

Ko－－窗口的銅填充系數，取0．5：

Kf－－波形系數，方波時取4；

Fw－－開關頻率，本例為100KHz：

Bw－－磁芯工作磁通密度，一般取1／3飽和磁通密度，本例采用pC40材質，飽和磁密Gs=0．39T(100℃)，取Bw=0．13T：

Kj－－電流密度比例系數，一般取400：

X－－常數，由所選磁芯確定，可取一0．12。

則Ap＝(777*104／0．5*4*100*103*0．13*400)1.14≈0．72cm4。

也可以由下式計算[3]：

式中

pt－－變壓器的標稱輸出功率,可取1.5po為450W;

η－－變壓器的效率,這里取85％：

f－－開關頻率，本例為100KHz：

Bm－－磁芯的最大磁感應強度，取1500GS：

δ－－漆包線的電流密度，100KHz頻率可取6A／mm2：

Km－－窗口的銅填充系數，取0．5：

Kc－－磁芯填充系數，可取1．0。

則Ap=450*106／(2*0．85*100*103*1500*4*0．5*1)≈0．59cm4。

而查表pQ35／35的Ap=4．3cm4，遠遠滿足功率容量要求，之所以選pQ35也是為以后加大輸出功率做準備。

(2)計算原邊繞組匝數

原邊繞組匝數可由下面公式計算：

式中

Kf－－波形系數，方波時取

pt－－變壓器的標稱輸出功4；率，可取1．5po為4sow；

Fw--開關頻率，本例為η1--變壓器的效率，這里1ooKHz：

Bw－－磁芯工作磁通密度，取0．13T；

Ae－－磁芯有效面積，pQ35／35為196mm2；

V－－變壓器原邊電壓，本例中V=250*1．3／2=162．5V。

則Np=162．5／4*100*108*0．13*196*10-6≈15．9，取整16匝。后來經過實驗，取20匝比較合適。

(3)計算原、副邊繞組匝數比及副邊繞組

可按下式計算半橋式高頻變壓器的原、副邊匝數比：

式中

Np--原邊繞組匝數

Ns--副邊繞組匝數

Vinmin--最小輸入直流電壓，在交流190V加載下約為190*1．3=247V。

Vop－－變壓器應輸出電壓，為電源輸出電壓Vo、整流二級管正向壓降Vdf和濾波電感直流壓降VL三項之和除以占空比D，即Vop=(Vo+Vdf十VL)／D。在本例中Vo=14V、Vdf=0．7V、VL。=0．2V、D=0．8，則Vop=(14+0．7+0．2)／0．8=18．625V

則Np／Ns=1／2*247／18．625≈6．6。

副邊繞組Ns=Np／6．6=20／6．6≈3匝，在實驗中20：3的匝比取得了很好的效果。

(4)線徑和根數的選取

原邊繞組電流為Ip=2po／Vsη；

po=Vop*22=14．9*22=327W；

Vsη=Vinmin*η=247*98％=242．06，其中η為變壓器的效率；

則Ip=2*327／242．0.6≈2．7A。

考慮趨膚效應，在l00KHzl00℃下穿透深度為△=7．65／F1/2≈0．242mm[4]，2△=0．484mm，應選擇直徑不超過0．484mm的漆包線。考慮有漆的厚度，實際中選取了0．49mm的高強度漆包線。

取電流密度J=6A／mm2，則單根o．49mm線徑漆包線可通過電流為：

I=JπD2／4=6*3．14*0．49*0．49／4≈1．13A

則初級可用3根并聯。次級為Ip*Np／Ns／I≈16根。因為次級的電流比較大(22A)，也可用銅箔繞制。

(5)高頻變壓器的繞制

高頻變壓器的繞制在制作開關電源過程中是很復雜的，當功率管由導通轉為關斷時，由漏感存儲的能量釋放會出現很大的電壓尖峰，容易造成器件的損壞、并且惡化效率，所以要盡量使變壓器的漏感降到最小。這里采用的是“三明治”繞法，即先繞初級的一半，再繞次級，然后繞初級的另一半。這樣初級將次級包在里面，可以新增耦合，減小漏感。另外采用多股線絞合的方法，在不同的截面，每一股線交換位置，有利于電流均衡；還可以新增線材的表面積，減小高頻電阻，有利于降低溫升。

300W主功率高頻變壓器用0．49mm線徑高強度漆包線，初級用3根絞線后先繞最里面的10圈，纏2圈膠帶。接著繞中間的次級，用16根絞線后繞3圈，甩出中心抽頭，再按原方向繞3圈，這樣可在同一平面上繞完次級，只是中心抽頭的來回兩根線有些稍鼓出來一些，之后再纏2圈膠帶。然后繞初級的后10圈，纏3圈膠帶。繞制的時候應盡量使線均勻分布，制作完成后測量電感量為初級1．27mH；兩個次級55μH。實踐證明，這樣繞制的變壓器漏感很小，原、副邊漏感只有幾個μH。

(6)驅動變壓器的繞制

驅動變壓器采用罐型磁芯p23／18，罐型磁芯的特點是在所有類型的磁芯中具有最好的磁屏蔽效果，但是也具有最差的散熱能力，因此比較適合用來制作小功率的驅動變壓器。

驅動變壓器用0．2mm線徑，單根。先繞高橋開關管的20圈，中間繞原邊的初級20圈，最后繞低橋開關管的20圈。這是另一種采用次級一初級一次級的繞法，同樣可以有效地減小漏感。制好后測量電感量大概有1．3mH左右。

(7)扼流圈的計算

扼流圈是開關電源二次輸出級重要功率器件，也是影響輸出電壓指標的重要因素，過大的電感量會使輸出的動態特性變差，而過小的電感量又會使輸出的紋波指標率差，因此必須選取合適的電感量。粗略地可按下面公式計算：

式中

p――輸出功率；

F――開關頻率；

I――輸出電流。

則電感量為L=2*p／f*I2=2*300／(100*103*222)，≈12μH。

3．紋波抑制和EHI

紋波和EMI是開關電源中的重要指標，可以說是直接評價制作電源好壞的標志，因此紋波抑制和減小EMI是每個電源制作者都要絞盡腦汁去解決的。下面是300w電源的一些解決方法。

(1)300w開關電源在輸入級加入了EMI電源噪聲濾波器。電源EMI噪聲濾波器是一種無源低通濾波器，它無衰減地將交流電傳輸到電源，而大大衰減隨交流電傳入的EMI噪聲；同時又能有效地抑制電源設備出現的EMI噪聲，阻止它們進入交流電網干擾其它電子設備，降低傳導搔擾。

(2)在輸出級加入了一級抑制紋波噪聲的共模扼流圈。使流出的電流和流回的電流在一個小磁環上出現相反的感應磁通，使其相互抵消，極大地消除了輸出的高頻噪聲。經過實驗，未加共模扼流圈的輸出電壓用示波器會看到有200mVp-p的高頻噪聲，加入后只有十幾mVp-p。

(3)其它的抑制措施。包括在輸入級串接NTC防電網浪涌電阻、在功率開關管和輸出整流二極管以及高頻變壓器初級接入RC吸收網絡、使用超快恢復肖特基二極管等等，都可以有效地減小電壓尖峰、抑制高頻噪聲。

4．結束語

300W開關電源是一款實用的半橋式硬開關電源，其效率達到85％，輸出紋波在交流220V輸入滿載(14V、22A)下只有80MVp－p，而且動態響應好，已在通信中繼臺上做過24小時老化實驗，效果很好。其不足之處在于：由于是硬開關方式，效率沒有軟開關好。軟開關的效率一般在90％以上。

開關電源設計中的一個難點在于重要核心器件的參數選擇上，理論計算出來的數據在實際中并不一定就能帶來好的效果。例如，主高頻變壓器的匝數比選擇，作者曾經將匝數比調到18：14，結果每到兩分鐘開關管就燒毀了。所以，以理論為依據，從反復的實驗中獲得合理搭配將會提高效率并降低EMI干擾。