看了很多關于旁路電容和去藕電容的文章，有代表性的如下：

1.退耦電容的選擇和應用

2.十說電容

3.關于旁路電容和耦合電容

4.關于旁路電容的深度對話

對于以上的文章，我是很佩服的，我按照它們的思路把問題推演和考證了一下，參考了一些數據，自己推導一下電容模型的阻抗曲線，試圖做的就是讓問題更明顯一些。打算把這個問題分成兩個部分，第一個就是原理上去驗證，第二個就是從實際的例子去推演。

先看看此類電容的應用場合：

根據以上電路來說，由一個電源驅動多個負載，如果沒有加任何電容，每個負載的電流波動會直接影響某段導線上的電壓。

瞬間沖擊電流的產生原因

1.容性負載

來分析一下數字電路的電流波動，數字電路的負載并不是純阻性的，如果負載電容比較大，數字電路驅動部分要把負載電容充電、放電，才能完成信號的跳變，在信號上升沿比較陡峭的時候，電流比較大，對于數字芯片來說，新派驅動部分電流會從電源線上吸收很大的電流，由于線路存在著的電感，電阻(特別是芯片管腳上的電感，會產生反彈)，這種電流相對于正常情況來說實際上就是一種噪聲，會影響前級的正常工作，下圖反應了工作情況。

2.輸出級控制正負邏輯輸出的管子短時間同時導通，產生瞬態(tài)尖峰電流

PMOS和NMOS同時導通的時候出現的電流尖峰

電壓塌陷噪聲

我們考慮數字電路內部結構一般由兩個Mos管組成，為了便于分析，我們假設初始時刻傳輸線上各點的電壓和電流均為零。現在我們分析數字器件某時刻輸出從低電平轉變?yōu)楦唠娖剑@時候器件就需要從電源管腳吸收電流(上面一個分析的是容性負載，現在考慮的是阻性負載)。

從低到高(L=>H)

在時間點T1，高邊的PMOS管導通，電流從PCB板上流入芯片的VCC管腳，流經封裝電感L.vcc，通過PMOS管和負載電阻最后通過返回路徑。電流在傳輸線網絡上持續(xù)一個完整的返回時間，在時間點T2結束。之后整個傳輸線處于電荷充滿狀態(tài)，不需要額外流入電流來維持。

當電流瞬間涌過L.vcc時，將在芯片內部電源和PCB板上產生一個電壓被拉低的擾動。該擾動在電源中被稱之為同步開關噪聲(SSN)或DeltaI噪聲。

從高到低(L=>H)

在時間點T3，我們首先關閉PMOS管(不會導致脈沖噪聲，PMOS管一直處于導通狀態(tài)且沒有電流流過的)。同時我們打開NMOS管，這時傳輸線、地平面、L.gnd以及NMOS管形成一回路，有瞬間電流流過開關NMOS管，這樣芯片內部至PCB地節(jié)點前處產生參考電平被抬高的擾動。該擾動在電源系統(tǒng)中被稱之為地彈噪聲(GroundBounce)。

實際電源系統(tǒng)中存在芯片引腳、PCB走線、電源層、底層等任何互連線都存在一定電感值，就整個電源分布系統(tǒng)來說來說，這就是所謂的電源電壓塌陷噪聲。

去藕電容和旁路電容

去藕電容就是起到一個小電池的作用，滿足電路中電流的變化，避免相互間的耦合干擾。關于這個的理解可以參考電源掉電，Bulk電容的計算，這是與之類似的。

旁路電容實際也是去藕合的，只是旁路電容一般是指高頻噪聲旁路，也就是給高頻的開關噪聲提高一條低阻抗泄防途徑。

所以一般的旁路電容要比去藕電容小很多，根據不同的負載設計情況，去藕電容可能區(qū)別很大，當旁路電容一般變化不大。關于有一種說法“旁路是把輸入信號中的干擾作為濾除對象，而去耦是把輸出信號的干擾作為濾除對象，防止干擾信號返回電源”，我個人不太同意，因為高頻信號干擾可以從輸入耦合也可以從輸出耦合，去藕的掉電可以是負載激增的輸出信號也可以是輸入信號源的突變，因此我個人覺得怎么區(qū)分有點糾結。

電容模型分析

如果電容是理想的電容，選用越大的電容當然越好了，因為越大電容越大，瞬時提供電量的能力越強，由此引起的電源軌道塌陷的值越低，電壓值越穩(wěn)定。但是，實際的電容并不是理想器件，因為材料、封裝等方面的影響，具備有電感、電阻等附加特性；尤其是在高頻環(huán)境中更表現的更像電感的電氣特性。

我們這里使用的電容一般是指多層陶瓷電容器(MLCC)，其最大的特點還是由于使用多層介質疊加的結構，高頻時電感非常低，具有非常低的等效串聯(lián)電阻，因此可以使用在高頻和甚高頻電路濾波無對手。

等效串聯(lián)電阻ESR：由電容器的引腳電阻與電容器兩個極板的等效電阻相串聯(lián)構成的。當有大的交流電流通過電容器，ESR使電容器消耗能量(從而產生損耗)，由此電容中常用用損耗因子表示該參數。

等效串聯(lián)電感ESL：由電容器的引腳電感與電容器兩個極板的等效電感串聯(lián)構成的。

等效并聯(lián)電阻EPR：電容器泄漏電阻，在交流耦合應用、存儲應用(例如模擬積分器和采樣保持器)以及當電容器用于高阻抗電路時，Rp是一項重要參數，理想

電容器中的電荷應該只隨外部電流變化。然而實際電容器中的EPR使電荷以RC時間常數決定的速度緩慢泄放。

我找了Murata的電容做了對比

1000pF0402

100nF0603

實際電容的阻抗是如圖所示的網絡的阻抗特性，在頻率較低的時候，呈現電容特性，即阻抗隨頻率的增加而降低，在某一點發(fā)生諧振，在這點電容的阻抗等于等效串聯(lián)電阻ESR。在諧振點以上，由于ESL的作用，電容阻抗隨著頻率的升高而增加，這是電容呈現電感的阻抗特性。在諧振點以上，由于電容的阻抗增加，因此對高頻噪聲的旁路作用減弱，甚至消失。電容的諧振頻率由ESL和C共同決定，電容值或電感值越大，則諧振頻率越低，也就是電容的高頻濾波效果越差。

ESL首先和電容的封裝直接相關的，封裝越大，ESL也越大。因此我們并聯(lián)三個電容以上對于濾除噪聲來說并不是很明顯的。這里有個問題，我們甚至希望可以得到0402的0.1uF的電容，但是這個是比較難得，因為封裝越小，操作電壓和容值都是有限制的，所以理智的做法就是用兩個電容。

通過曲線我們發(fā)現，如果我們只是考慮1MHz以內的噪聲的時候，在大多數情況下，旁路電容的規(guī)則可以簡化為只用0.1μF電容旁路每一個芯片。不過我們要選擇0603的MLCC的電容，而且要注意電路布局。如果我們沿著電路板上的電流路線，可以發(fā)現電路板銅線上存在電感。在任何電流路徑上的電感與該路徑的閉環(huán)面積呈正比。因此，當你圍繞一個區(qū)域對元器件進行布局時，你需要把元器件緊湊地布局(為了使電感為最低)。